Проблемы отбора мощности классическим выпрямителем

Основной проблемой классического выпрямителя с накопительным конденсатором, работающего от синусоидального или другого непрямоугольного напряжения, является тот факт, что отбор энергии от сети происходит только в те моменты времени, когда напряжение в ней больше, чем напряжение на накопительном конденсаторе. Действительно, конденсатор может заряжаться только если к нему приложено напряжение, большее чем то, до которого он уже заряжен.

Причем в те моменты, когда напряжение сети становится больше напряжения конденсатора, ток зарядки очень велик, а все остальное время он нулевой. Получается, что, например, для синусоидального напряжения питания, наблюдаются всплески тока при достижении напряжением амплитудных значений. Если Ваше устройство потребляет небольшую мощность, то это можно стерпеть. Но для нагрузки, скажем, 1 кВт 220В всплески тока могут достигать 100 А. Что совершенно неприемлемо.

С. КОСЕНКО, г. Воронеж

Хорошо известно, что активная мощность, потребляемая нагрузкой от источника переменного тока, далеко не всегда равна произведению эффективного значения тока на эффективное значение напряжения. Многие считают, что это относится только к нагрузкам с реактивной составляющей сопротивления, создающей фазовый сдвиг между законами изменения тока и напряжения. При подсчете мощности реактивность нагрузки учитывают еще одним сомножителем - коэффициентом мощности, равным косинусу угла сдвига фазы (cos Фи). Чем меньше этот сдвиг, тем ближе к единице этот коэффициент.

Однако к уменьшению коэффициента мощности приводит и нелинейность нагрузки, причем это явление со сдвигом фазы не связано. Типичный пример - обычный выпрямитель. Потребляемый им ток имеет импульсный характер, протекая только в интервалах времени, когда мгновенное значение переменного входного напряжения больше напряжения на сглаживающем конденсаторе и диод (или диоды) выпрямителя открыт. Амплитудное и эффективное значения этого тока намного больше среднего тока нагрузки, а коэффициент мощности значительно ниже единицы. Чтобы увеличить этот коэффициент, необходимо максимально приблизить форму потребляемого тока к синусоидальной.

Схема одного из вариантов устройства, выполняющего эту операцию и называемого корректором коэффициента мощности, изображена на рис. 1. Он построен на специализированной микросхеме-контроллере L6562 фирмы STMicroelectronics. Полезно ознакомиться с описанием предшественника этого контроллера L6561 и их сравнительными данными .

ККМ представляет собой однотактный импульсный повышающий преобразователь напряжения с накоплением энергии в магнитопроводе трансформатора Т1 и последующей ее передачей в нагрузку.

Основные технические характеристики
Входное переменное (50 Гц) напряжение, В.........220±20 %
Коэффициент мощности, % .......96
Коэффициент гармонических искажений входного тока, % ..............8
Выходное постоянное напряжение, В.................400
Мощность нагрузки, Вт...........80
КПД, %.........................96

Нa вход преобразователя через фильтр высокочастотных помех (двухобмоточный дроссель L1 с конденсаторами CI- С4) и выпрямительный мост VD1 поступает пульсирующее с частотой 100 Гц напряжение U„. Конденсатор С5 сравнительно небольшой емкости не сглаживает пульсации выпрямленного напряжения, а лишь замыкает цепь протекания высокочастотных составляющих входного тока преобразователя Il, уменьшая их проникновение в сеть и влияние импеданса сети на работу ККМ.

После включения прибора в сеть начинают заряжаться через резисторы R5 и R7 конденсаторы С10 и С11 Контроллер DA1 заработает, как только напряжение на конденсаторах и, следовательно, между его выводами 8 и 6 достигнет 13 В (в случае снижения этого напряжения до 10,3 В он снова перейдет в нерабочее состояние с потреблением тока не более 90 мкА). Под действием импульса, вырабатываемого внутренним генератором пусковых импульсов (ГПИ) A3, на выходе триггера D2 будет установлен высокий логический уровень, а на выходе усилителя А6 (выв. 7 микросхемы) - напряжение, достаточное для открывания транзистора VT1. Через обмотку I трансформатора Т1 и открытый транзистор потечет линейно нарастающий ток.
Транзистор будет закрыт, как только триггер D2 перейдет в состояние с низким уровнем на выходе, а это случится в момент срабатывания компаратора А5, сравнивающего напряжение, снимаемое с резистора R13 - датчика тока транзистора VT1, с напряжением на выходе перемножителя А4. Так как ток в обмотке трансформатора, как и во всякой индуктивности, не может прекратиться мгновенно, после закрывания транзистора он потечет, спадая, через диод VD4, заряжая конденсатор С13 и питая нагрузку. В интервалах времени, когда транзистор VT1 открыт и ток через диод VD4 не течет, заряд, накопленный в конденсаторе С13, расходуется на питание нагрузки.
Спад тока в обмотке I трансформатора Т1 до нуля зафиксирует узел А1 (обнаружитель нулевого значения тока, ОНЗТ), для его работы на выв. 5 контроллера подано напряжение с обмотки II трансформатора. В этот момент триггер D2 вновь будет установлен в состояние с высоким уровнем на выходе, а транзистор VT1 открыт. Далее процесс повторяется периодически.

Участки графика тока обмотки I трансформатора Т1, изображенные на рис. 2 линиями розового цвета, соответствуют протеканию тока через транзистор VT1, а линиями голубого цвета - через диод VD4 На том же рисунке имеется временная диаграмма изменения напряжения U, на затворе коммутирующего транзистора. В реальнос¬ти отношение частоты коммутации к частоте входного напряжения значительно больше изображенного на рис. 2 Элементы преобразователя обычно выбирают так, что частота следования его импульсов не опускается ниже 40 кГц. Так как частота пусковых импульсов, генерируемых узлом А1, не превышает 13 кГц, на работу ККМ в установившемся режиме этот узел не влияет.

Напряжение на выходе перемножителя А4 пропорционально мгновенному значению напряжения Uвх, часть которого поступает на выв. 3 контроллера через делитель из резисторов R1-R3. В результате форма огибающей вершин импульсов тока, показанная на рис. 2 пунктиром, совпадает с формой входного напряжения. По такому же закону изменяется среднее значение потребляемого тока Icp, что и требуется для выполнения ККМ своей основной функции. Из графиков на рис. 2 следует (это можно показать и аналитически), что в рассматриваемом случае фиксирована длительность интервалов времени, соответствующих открытому состоянию транзистора VT1. Частота коммутации, изменяясь периодически с удвоенной частотой сетевого напряжения, зависит также от его амплитуды и от тока нагрузки. Индуктивность первичной обмотки трансформатора выбирают такой, чтобы частота следования импульсов тока не выходила за пределы 40. .200 кГц. Кроме того, магнитопровод трансформатора не должен насыщаться под действием импульса тока максимальной амплитуды (Ilmax) - в установившемся режиме приблизительно в три раза больше тока нагрузки ККМ

Фактически трансформатор Т1 использован как накопительный дроссель. Почти вся энергия, поступившая в его магнитное поле за время, когда коммутирующий транзистор открыт, поступает в нагрузку при закрытом тран зисторе. Лишь небольшая часть этой энергии с помощью вторичной обмотки ответвляется на формирование сигнала нулевого значения тока и на питание контроллера по цепи R6C8VD2VD3. Упомянутые выше резисторы R5 и R7 обеспечивают ток, достаточный лишь для запуска контроллера.

Стабилизация выходного напряжения ККМ (UВЫХ) достигается тем, что на второй вход перемножителя А4 контроллера поступает сигнал рассогласования, полученный в результате сравнения части выходного напряжения, снимаемого с резистивного делителя R14-R17, с формируемым внутри контроллера образцовым напряжением 2,5 В. В результате при

колебаниях тока нагрузки и амплитуды входного напряжения амплитуда огибающей импульсов тока изменяется таким образом, что выходное напряжение поддерживается равным заданному (400 В).

Усилитель сигнала рассогласования А2 охвачен цепью отрицательной обратной связи (ЦОС), схема и параметры которой выбирают так, чтобы была обеспечена динамическая устойчивость стабилизатора при достаточно быстрой реакции на дестабилизирующие факторы. В простейшем случае ЦОС - это просто конденсатор С9 (см. рис. 1). уменьшающий усиление сигнала рассогласования с повышением его частоты при достаточно большом коэффициенте передачи постоянной составляющей. Например, чтобы ослабить составляющую с частотой F в N раз, емкость конденсатора обратной связи должна быть равна

Например, при F = 100 Гц и N = 1000 требуется конденсатор емкостью приблизительно 1,6 мкФ.

Однако стабилизатор с простейшей ЦОС бывает склонен к возникновению автоколебаний из-за малого запаса по фазе на частоте единичного усиления. Если фазовый сдвиг на этой частоте достигает 180°, обратная связь из отрицательной превращается в положительную со всеми вытекающими неприятными последствиями.

Чтобы устранить это явление и обеспечить достаточный запас по фазе, последовательно с конденсатором обратной связи включают резистор. Именно такая ЦОС R7C8 показана на рис. 1 в качестве основной, а конденсатор С9 и требующийся в некоторых случаях резистор R9 изображены пунктиром В контроллере L6562 предусмотрена защита от превышения допустимого значения выходного напряжения. Принцип ее работы поясняет фрагмент схемы контроллера на рис. 3. Элементы А2, А4, А6, конденсатор С7 и резисторы R8, R14-R17 те же, что и на рис. 1. Имеются два вида защиты - статическая и динамическая. Первую обеспечивает компаратор А7. Он изменяет состояние, если напряжение на выходе усилителя А2 падает ниже 2,25 В, что соответствует превышению заданного выходного напряжения ККМ на 10 %. Сигнал с выхода компаратора через элемент ИЛИ D3 поступит на вход блокировки усилители А6, в результате чего транзистор VT1 (см. рис 1) будет немедленно закрыт и останется закрытым, пока за счет разрядки конденсатора С13 током нагрузки напряжение на выходе ККМ не упадет до допустимого уровня.

Динамическая защита предохраняет от скачков выходного напряжения, вызванных, например, резким сбросом нагрузки. Ее действие основано на том, что в установившемся режиме ток зарядки-разрядки конденсатора ЦОС (С7) и практически равный ему выходной ток усилителя А2 близки к нулю.

При резком изменении выходного напряжения приращение тока, текущего через резисторы R14 и R15, вызывает равное ему увеличение выходного тока усилителя, заряжающего конденсатор. Усилитель А2 имеет специальный выход контроля выходного тока, соединенный со входом компаратора А8. Если значение тока, втекающего в выв. 2 контроллера, превысит 37 мкА, будет включено так называемое "мягкое торможение" - ограничение длительности импульсов на выв. 7, приводящее к постепенному снижению выходного напряжения. Если же втекающий ток превысит 40 мкА, произойдет "резкое торможение" с полной блокировкой усилителя А6. Благодаря гистерезисным свойствам компаратора А8 нормальная работа будет восстановлена только после уменьшения втекающего тока до 10 мкА. Потребление тока контроллером по цепи питания, равное в рабочем режиме 4 мА, уменьшается до 1,4 мА при срабатывании защиты.

Кроме контроллера L6562, в описанный ККМ можно устанавливать аналогичные микросхемы других изготовителей, например. МС34262, IL34262. Диод VD4 должен быть быстродействующим с рабочей частотой не менее 200 кГц и способным выдерживать пиковые значения коммутируемого тока. Конденсаторы С1- С5 - пленочные или керамические на напряжение не менее 630 В. Дроссель L1 - ДФ90ПЦ или ДФ110ПЦ от телевизоров серий ЗУСЦТ-5УСЦТ.

Магнитопровод трансформатора Т1 - Ш6*6 из феррита М2000НМ1 со стандартным каркасом, все неиспользуемые выводы которого удалены. Обмотку I (73 витка) наматывают жгутом из десяти проводов ПЭВ-2 0,12 в четыре слоя, избегая сползания и проваливания витков верхнего слоя в нижний

У щечек каркаса. Каждый слой и обмотку в целом изолируют лакотканью или другим изоляционным материалом, способным выдержать импульсы амплитудой более 400 В. Измеренная индуктивность обмотки I готового трансформатора - 650 мкГн. Обмотка II - шесть витков провода ПЭВ-2 0,12, намотанных "вразрядку" по всей ширине каркаса.

Для создания в магнитопроводе немагнитного зазора подготавливают две вставки из стеклотекстолита толщиной 0,25 мм. Собирая трансформатор, их вставляют между торцами крайних стержней половин магнитопровода, после чего магнитопровод склеивают. На собранный трансформатор надевают экран - короткозамкнутый виток из полосы медной фольги шириной 10 мм. Это необходимо для снижения уровня излучаемых устройством помех. С общим проводом виток не соединяют.

Эксплуатация ККМ показала, что температура магнитопровода трансформатора Т1 достигает приблизительно 70 "С. Чтобы уменьшить нагрев, желательно вместо магнитопровода из феррита 2000НМ1 применить изготовленный из феррита 2500НМСI или аналогичного зарубежного. Также реко мендуется устанавливать в ККМ оксидные конденсаторы с максимальной рабочей температурой 105 °С.

На рынке персональных компьютеров становится все больше и больше блоков питания со встроенными корректорами мощности. Они выполнены с использованием различных интегральных микросхем, и поэтому имеют разные схемы построения, хотя общие принципы схемотехники (о которых рассказывалось в предыдущей публикации), практически, одинаковы. Поэтому, рассмотрев всего лишь одну микросхему, а именно, UCC3818, мы получим хорошее представление об архитектуре большинства контроллеров коррекции мощности.

Микросхема UCC3818 относится к семейству контроллеров коррекции мощности, к которому принадлежат еще и такие контроллеры, как UCC2817, UCC2818 и UCC3817. Различие между контроллерами этого семейства заключается в разных диапазонах рабочих температур и разных значениях напряжений UVLO (напряжения включения и напряжения выключения микросхемы). Микросхемы семейства являются ШИМ-контроллерами, выполняющими все функции, необходимые для активной коррекции коэффициента мощности. Контроллеры позволяют доводить значения коэффициент мощности почти до единицы путем формирования необходимой формы входного тока, в зависимости от параметров входного переменного напряжения. Контроллеры семейства работают в режиме среднего тока, в результате чего обеспечивается стабильность входного тока и малые искажения синусоидальности сетевого тока.

Контроллеры UCC x817/x818 имеют следующие основные особенности:

- обеспечивают управление повышающим преобразователем;

- ограничивают искажения, вносимые в питающую сеть;

- обеспечивают модуляцию передней кромки импульса тока;

- позволяют работать с любым переменным напряжением, использующимся в любых странах мира;

- обеспечивают защиту от превышения напряжения;

- обеспечивают ограничение потребляемой мощности на заданном уровне;

- работают в режиме среднего тока;

- обеспечивают улучшенное подавление шумов;

- имеют улучшенный алгоритм опережающего управления;

- имеют типовое значение пускового тока, равное 150 мкА;

- созданы с использованием маломощной технологии BiCMOS.

Контролеры семейства разработаны в компании Texas Instrument"s и обладают малым значением пускового тока и низким уровнем потребляемой мощности. В контроллерах используется технология модуляции передней кромки импульса тока, т.е. длительность рабочего цикла регулируется путем изменения времени начала заряда сглаживающего конденсатора (а не временем прекращения зарядного тока). Данная технология позволяет уменьшить величину пульсаций на сглаживающем конденсаторе, устанавливаемом на выходе корректора мощности, что, в итоге, приводит к уменьшению габаритов этого конденсатора, а, следовательно, и к снижению его стоимости и стоимости всей схемы.

Усилитель тока имеет малое входное смещение (2 мВ), что позволяет уменьшать искажения тока в условиях малой нагрузки.

Рис.1 Архитектура ШИМ-контроллера семейства UCC3818

Блок-схема ШИМ-контроллеров UCCx817/x818 представлена на рис.1. Предельные значения основных параметров микросхем представлены в табл.1.

Таблица 1. Предельные значения параметров UCC3818

Контроллеры выпускаются в 16-контактных корпусах типа SOIC, PDIP, TSSOP. Распределение сигналов по контактам микросхемы представлено на рис.2, а в табл.2 дается описание этих сигналов.

Рис.2 Цоколевка микросхемы UCC3818

Таблица 2. Назначение контактов микросхемы UCC3818

Рассмотрим практический вариант применения микросхемы UCC3818 в составе блока питания HPC 360-302. В этом блоке питания используется активный высокочастотный корректор мощности, устанавливаемый сразу же после диодного моста (рис.3). Входом схемы корректора мощности являются точки, обозначенные BD+ («плюс» диодного моста) и BD- («минус» диодного моста). Таким образом, на вход корректора мощности подается напряжение величиной примерно 300В. Выходом корректора мощности является напряжение Vo величиной около 400В (относительно точки GND).

Рис.3 Положение корректора мощности в блоке питания HPC 360-302

Принципиальная схема корректора мощности блока питания HPC 360-302 представлена на рис.4.

Рис.4 Принципиальная схема корректора мощности блока питания HPC 360-302

Питающее напряжение Vcc для контроллера UCC3818 формируется интегральным стабилизатором на напряжение +12В типа 7812 (IC1). На вход этого стабилизатора подается постоянное нестабилизированное напряжение величиной 15...20 В. Это напряжение формируется дежурным преобразователем блока питания. Для его формирования задействована дополнительная обмотка импульсного трансформатора дежурного преобразователя (рис.5). Импульсы, генерируемые в этой обмотке, выпрямляются диодом D8 и сглаживаются конденсатором С10. Ограничение полученного напряжения осуществляется стабилитроном ZD1. Таким образом, контроллер UCC3818 запускается сразу же, как только блок питания включается в сеть, и начинает работать дежурный преобразователь.

Рис.5 Формирование питающего напряжения для UCC3818 в корректоре мощности блока питания HPC 360-302

Включение UCC3818 происходит в момент, когда напряжение Vcc на конт.15 превышает значение 10.2 В.

При включении контроллера на конт.9 появляется опорное напряжение VREF величиной 7.5В, на конт.14 (CT) появляется пилообразное напряжение внутреннего частотозадающего генератора, а на выходе – на конт.16 (DRVOUT) появляются прямоугольные импульсы. Выходные импульсы контроллера управляют внешним силовым ключом, который в данной схеме образован двумя параллельно включенными полевыми транзисторами QF1 и QF2. параллельное включение двух транзисторов позволяет увеличить мощность схемы.

Переключение транзисторов QF1 и QF2 приводит к созданию импульсного тока в дросселе L1. Этот дроссель является, пожалуй «главным» элементом всей схемы. Импульсы, наводимые в дросселе, имеют амплитуду, значительно превышающую 300В. Эти импульсы выпрямляются диодом D7, в результате чего создается напряжение постоянного тока величиной около 400В.

Функцию токового датчика в схеме выполняют два параллельно включенных резистора большой мощности R14/R14A. Падение напряжения на этих резисторах пропорционально току, потребляемому схемой из сети. Это падение напряжения оценивается контроллером через входные контакты CAI (конт.4) и MOUT (конт.5). Кроме того, превышение током предельного значения отслеживается через конт.2 (PKLMT). Чем больше величина потребляемого тока, тем меньше напряжение на конт.2.

Выходное напряжение корректора мощности обозначено на схеме Vo. Величина этого напряжения контролируется микросхемой UCC3813 через входы VSENSE (конт.11) и OVP/EN (конт.10). Выходное напряжение подается на эти контакты через резистивный делитель, в который входят резисторы R2/R3/R4/R5/R19. Компенсационная цепь усилителя ошибки по напряжения состоит из элементов C7/C15/R7 и включена между конт.11 (VSENSE) и конт.7 (VAOUT).

Длительность периода «мягкого старта», в течение которого длительность выходных импульсов контроллера плавно нарастает в момент его включения, задается конденсатором С4, подключенным к конт.13 (SS).

Корректор коэффициента мощности

Основные понятия

Развитие и широкое распространение импульсных методов преобразования электрической энергии привело к появлению маломощных бытовых и промышленных электроприборов с искажённой формой или не нулевым фазовым сдвигом потребляемого от сети тока (лампы дневного света, электродвигатели, телевизоры, компьютеры, микроволновые печи и пр.). Резкое увеличение числа таких потребителей сказывается на их электромагнитной совместимости и энергосистемах в целом . В 2001году МЭК приняла стандарт IEC–1000–3–2, согласно которому любая электротехническая продукция мощностью более 200 ватт, подключаемая к сети переменного тока, должна иметь активный характер входного сопротивления, то есть коэффициент мощности () должен быть равен единице.

Для повышения в настоящее время используют пассивные и активные корректоры коэффициента мощности (ККМ). Первые применяют при неизменных нагрузках, путём введения компенсирующих реактивностей (например, конденсаторы для ламп дневного света), вторые обладают более широким спектром применения. Рассмотрим упрощенную схему активного корректора, которая приведена на рис.6.1.

Рисунок 6.1 – Упрощенная схема активного ККМ

На этом рисунке R 1 , R 2 – датчик входного напряжения (ДН), R 3 – датчик тока (ДТ). Индуктивность L, ключ VT1, диод VD1 и конденсатор С 1 образуют импульсный повышающий стабилизатор напряжения. Работа ККМ поясняется эпюрами рис.6.1б. Замыкание транзистора VТ1 происходит в момент времени, когда напряжение на выходе датчика тока ДТ становится равным нулю (т. е. при нулевом токе в индуктивности L). Размыкание транзистора VТ1 происходит в момент времени, когда линейно нарастающее напряжение с датчика тока становится равным изменяющемуся по синусоидальному закону напряжению с датчика напряжения ДН. После размыкания транзистора ток в индуктивности начинает спадать, индуктивность разряжается на нагрузку через диод VD1, ДТ и сеть. При нулевом значении тока транзистор вновь замыкается. Далее процесс повторяется. Частота коммутации ключа превышает частоту сети и составляет десятки…сотни килогерц. Усредненный ток i ср в индуктивности и потребляемый от сети, повторяет форму напряжения сети. По высокой частоте работы ключа сеть шунтируют конденсатором С 2 (обычно это доли мкФ). Можно дополнительно ввести обратную связь по выходному напряжению и обеспечить предварительную стабилизацию. Очевидно, что работа ККМ возможна, если амплитуда входного напряжения меньше напряжения на конденсаторе С 1 (с учётом отклонений). Для напряжения сети 220В (амплитуда 311В), выходное напряжение ККМ принимают равным 380…400В.

Разновидности ККМ

В рассмотренной выше схеме ККМ используется, так называемый, метод граничного управления. Он наиболее прост в реализации, но размыкание ключа производится при значительном токе, что связано с существенными потерями мощности.

Известны и другие методы управления ключом в ККМ :

· управление по пиковому значению тока

· метод разрывных токов с ШИМ.

· управление по среднему значению тока.

Сущность этих методов поясняется эпюрами рис.6.2 а, б, в соответственно.

Рисунок 6.2 – Управление ключом в ККМ

Управление по пиковому значению тока (рис. 6.2.а) привлекательно по малым обратным помехам (в сеть) и малым броскам тока через ключ, но имеет место изменение частоты и жесткая коммутация силового диода.

Управление методом разрывных токов с ШИМ (рис. 6.2.б). Реализация этого метода близка к методу граничного управления, но отличается постоянной частотой коммутации. Достоинством является простая схема управления, но разрывные токи дросселя становятся дополнительным источником помех. Управление по среднему значению тока (рис. 6.2.в) производится при неизменной частоте, а наличие интегратора для усреднения тока повышает помехозащищённость системы управления. Обычно пиковое значение пульсаций тока дросселя находится в пределах 20% от среднего значения и именно этот метод управления применяют в корректорах на мощности более 300 ватт.

Cуществуют не только однофазные, но и трёхфазные корректоры коэффициента мощности. Силовой контур трёхфазного ККМ с одним управляемым ключом приведен на рис. 6.3 , а на рис. 6.4 и 6.5 показаны эпюры, поясняющие работу.

Рисунок 6.3 – Силовой контур трёхфазного ККМ

Рисунок 6.4 – Эпюры токов реакторов L1,L2,L3 трёхфазного ККМ

Рисунок 6.5 – Эпюры основных процессов трёхфазного ККМ

Управление ключом производится аналогично однофазному корректору.

В рассмотренных схемах ККМ, последний пропускает всю мощность нагрузки. Это последовательный корректор и его элементная база сдерживает увеличение выходной мощности. ККМ может быть построен и по ампердобавочной (рис.1.19) схеме – включение активного фильтра тока параллельно нагрузке. В этом случае, установленная мощность элементов активного фильтра, предназначенного для компенсации только мощности искажений от высших гармоник входного тока, будет на уровне, определяемом коэффициентом гармоник этого тока (например, 0,3 для трёхфазной мостовой схемы и 0,15 для двенадцатифазной схемы выпрямления) . Структурная схема такого ККМ приведена на рис. 6.6. Принцип компенсации высших гармоник в кривой тока, потребляемого от сети, поясняется эпюрами рис. 6.7. Для наглядности форма тока нагрузки принята прямоугольной. Корректор формирует разность между гармоникой тока сети и фактическим током нагрузки

На сегодняшний день существуют два подхода к построению источников питания, дающих на выходе стабильное выходное напряжение или ток — источники питания с параметрической и с импульсной стабилизацией.

В линейных источниках стабилизация выходного параметра осуществляется за счет нелинейного элемента. Импульсные — работают по принципу управления энергией в катушке индуктивности с помощью одного или нескольких коммутирующих ключей.

Преимущество первых — низкий уровень высокочастотных шумов, что важно для аналоговой аппаратуры. За импульсными источниками — более высокие мощности и лучшее соотношение мощности и размеров. Кроме того, они имеют более высокий КПД. Вопросы сложности или простоты схемотехники являются весьма спорными, т.к. современная промышленность предлагает широкий спектр решений, в том числе и однокристальных, для любых приложений.

Но для сети линейные и импульсные источники питания являются нелинейной нагрузкой — форма потребляемого тока будет отличаться от синусоидальной, что приведет к возникновению дополнительных гармоник, а следовательно — к появлению реактивной составляющей мощности, дополнительному нагреву и потерям в линиях электропередач. Кроме того, другим потребителям энергии приходится применять дополнительные меры для защиты от сетевых помех — особенно в случае импульсных блоков высокой мощности, работающих под нагрузкой. Ограничения на допустимые наводки в сети от работающего прибора регламентируются соответствующими международными и государственными стандартами. Можно не сомневается, что российские стандарты в этой области будут ужесточаться и приближаться к мировым. В итоге именно те компании, которые освоят техники снижения сетевых помех, получат значительное преимущество над конкурентами.

Для снижения влияния потребителя тока на сеть применяются активные или пассивные корректоры. Пассивные корректоры представляют собой дроссели, чаще всего применяемые в устройствах небольшой мощности и некритичные к габаритным размерам. В остальных случаях целесообразно применение активных высокочастотных корректоров, часто называемых корректорами коэффициента мощности (ККМ или PFC — Power Factor Correction). К основным задачам ККМ можно отнести:

• Придание потребляемому от сети току синусоидальной формы (снижение коэффициента гармоник);
• Ограничение выходной мощности;
• Защиту от короткого замыкания;
• Защиту от пониженного или повышенного напряжений.

Фактически, ККМ можно рассматривать как некий буферный каскад (схему), снижающий взаимное влияние питающей сети и источника питания.

Типовая структура корректора мощности представлена на рисунке 1.

Рис. 1.

ККМ может быть реализован не только на дискретных элементах, но и при помощи специализированных микросхем — контроллеров ККМ (PFC-корректоры). К основным производителям контроллеров корректоров коэффициента мощности относятся:

• STMicroelectronics- L4981, L656x;

• Texas Instruments- UCx854, UC28xx;

• International Rectifier — IR115x;

• ON Semiconductor- MC3x262, MC33368, NCP165x, NCP160x;

• Fairchild Semiconductor- FAN48xx, FAN69x, FAN7527;

• Linear Technology Corporation- LTC1248.

ККМ-контроллеры STMicroelectronics

Компания STMicroelectronics предлагает несколько серий производительных контроллеров ККМ, способных обеспечить различные режимы работы прибора. Дополнительные опции упрощают построение импульсных источников питания, учитывая стандарты энергосбережения и требования к уровню вносимых в питающую сеть искажений.

Таблица 1. Контроллеры корректора коэффициента мощности STMicroelectronics

Микросхема контроллера корректора мощности L4981 позволяет построить высокоэффективные блоки питания с синусоидальным током потребления. Коэффициент мощности может достигать величины 0,99 при низком уровне гармоник. Сама микросхема реализована по технологии BCD 60II и работает по принципу контроля среднего тока (CCM), поддерживая синусоидальность потребляемого тока.

L4981 может быть использована в системах с питающими напряжениями 85…265 В без внешнего драйвера силового ключа. Серия «A» для ШИМ-контроллера использует фиксированную частоту; серия «B» для оптимизации входного фильтра дополнительно использует частотную модуляцию.

Также в состав микросхемы входят: прецизионный источник опорного напряжения, усилитель рассогласования, схема блокировки работы при критическом падении напряжения, датчик тока, схема мягкого старта и защита от перенапряжения и перегрузки по току. Уровень срабатывания защиты по току для L4981A задается при помощи внешнего резистора; для повышения точности в серии L4981B используется внешний делитель напряжения.

Ключевые особенности:

• Boost-ШИМ с коэффициентом мощности до 0,99;
• Искажение тока не более 5%;
• Универсальный вход;
• Мощный выходной каскад (биполярные и МОП-транзисторы);
• Защита от просадки напряжения с гистерезисом и программируемым порогом включения;
• Встроенный источник опорного напряжения с точностью 2% (доступен извне);
• Низкий ток запуска (~0,3мА);
• Система мягкого включения.

Серия L6561 является улучшенной версией PFC-контроллера L6560 (полностью с ним совместима). Основные новшества:

• Улучшенный аналоговый умножитель, позволяющий устройству работать в широком диапазоне входных напряжений (от 85 до 265В) с превосходными показателями коэффициента гармоник (THD);
• Стартовый ток уменьшен до нескольких миллиампер (~4мА);
• Добавлен вывод разрешения работы, гарантирующий низкое энергопотребление в режиме ожидания (stand by ).

Ключевые возможности, воплощенные в смешанной технологии BCD:

• Ультранизкий стартовый ток (~50мкА);
• 1% встроенный источник опорного напряжения;
• Программируемая защита от перенапряжения;
• Токовый датчик без внешнего фильтра низких частот;
• Малый ток покоя.

Выходной каскад способен управлять силовыми МОП- или IGBT-ключами с токами управления до 400 мА. Микросхема работает в переходном режиме работы корректоров коэффициента мощности — Transition Mode (TM) — промежуточный режим между непрерывным (CCM) и прерывистым (DCM). L6561 оптимизирована для балластных схем питания газоразрядных ламп, сетевых адаптеров, импульсных источников питания.

Контроллер ККМ L6562A/L6562AT также работает в переходном режиме (TM) и совместим повыводно с предшественниками L6561 и L6562. Его высоколинейный умножитель имеет специальную схему, уменьшающую рассогласование входного переменного тока, что позволяет оперировать в широком диапазоне входных напряжений с низким коэффициентом гармоник при различных нагрузках. Выходное напряжение контролируется операционным усилителем с высокоточным источником опорного напряжения (до 1% точности).

L6562A/L6562AT в режиме покоя имеет потребление порядка 60 мкА и рабочий ток всего 5 мА. Наличие входа управления включением/выключением облегчает создание конечных устройств, отвечающих требованиям стандартов Blue Angel, EnergyStar, Energy2000 и ряда других.

Эффективная двухуровневая система защиты от перенапряжения срабатывает даже в случае возникновения перегрузки в момент запуска корректора или же в случае отрыва нагрузки при работе.

Выходной каскад способен обеспечить выходной ток до 600 мА и входной до 800 мА, что является достаточным для управления мощными силовыми MOSFETs или IGBT-ключами. В дополнение к указанным выше возможностям L6562A может оперировать в проприетарном режиме фиксированного времени выключения (Fixed-Off-Time ) — рисунок 2.

Рис. 2.

Серии ККМ-контроллеров L6563, L6563S, L6563H, L6564 построены по схеме типового корректора коэффициента мощности, работающего в режиме TM с рядом дополнительных возможностей.

L6563, L6563S имеют режим работы Tracking boost, двунаправленный вход упреждения напряжения, вход разрешения работы, прецизионный источник опорного напряжения (точность при 25°С в пределах 1…1,5%). Кроме того, в микросхему интегрированы: схемы защиты от перенапряжения с настраиваемым порогом, разрыва контура обратной связи (выключение микросхемы), насыщения индуктора (выключение микросхемы); программируемый детектор критического падения переменного напряжения. Максимальный ток потребления L6563х составляет не более 6 мА в активном режиме, стартовый ток менее 100 мкА.

Микросхема контроллера корректора
коэффициента мощности L6562A

Сферы применения ККМ-контроллера включают в себя:

• Импульсные блоки питания, отвечающие требованиям стандартов IEC61000-3-2 (телевизоры, мониторы, компьютеры, игровые консоли);
• AC/DC-преобразователи/зарядные устройства с мощностью до 400 Вт;
• Электронный балласт;
• Входной уровень серверов и веб-серверов.

Ключевыми особенностями L6562A являются:

• Проприетарное решение умножителя;
• Настраиваемые уровни защиты от перенапряжения;
• Ультранизкий стартовый ток- 30мкА;
• Низкий ток покоя- 2,5мА;
• Мощный выходной каскад для управления силовыми ключами- -600,800мА.

Микросхемы выпускаются в компактных восьмивыводных корпусах DIP-8 и SO-8. Структурная схема L6562A показана на рисунке 3.

Рис. 3.

Инверсный вход усилителя ошибки разделяет функции вывода разрешения работы микросхемы. При напряжении на нем ниже 0,2 В он выключает микросхему, тем самым понижая ее энергопотребление, а при превышении порога в 0,45 В микросхема переходит в активный режим. Основное назначение данной функции — управление ККМ-контроллером, например, он может управляться следующим за ним ШИМ-контроллером преобразователя напряжения. Дополнительной возможностью, предоставляемой функцией выключения, является автоматическое отключение в случае замыкания на землю напряжения низкоомного резистора выходного делителя или обрыва цепи делителя.

Выходной сигнал усилителя ошибки поступает на его инверсный вход через компенсирующие цепи обратной связи. Фактически, работа данных цепей определяет стабильность выходного напряжения, высокий коэффициент мощности и низкий уровень гармоник.

После выпрямителя основное питающее напряжение поступает на вход умножителя через делитель напряжения и служит источником опорного синусоидального сигнала для токовой петли.

Напряжение с измерительного резистора в цепи силового ключа поступает на вход компаратора ШИМ, где сравнивается с опорным синусоидальным сигналом для определения момента размыкания ключа. Для снижения влияния импульсных помех аппаратно реализована задержка в 200 нс от фронта импульса. По отрицательному фронту импульса размагничивания индуктора происходит замыкание силового ключа.

Примером схемы включения L6562A может служить повышающий источник напряжения на 400 В (рисунок 4).

Рис. 4.

Вторым примером может служить применение L6562A в составе источника питания для светодиодных светильников (рисунок 5).

Рис. 5.

L6562A имеет специализированную схему, снижающую влияние переходных процессов в районе нулевого переменного входного напряжения, когда диоды в выпрямительном мосту еще закрыты, и ток через мост равен нулю. Для борьбы с данным эффектом встроенная схема заставляет ККМ-контроллер перекачивать больше энергии в момент пересечения нуля сетевым напряжением (увеличивается промежуток времени нахождения силового ключа в открытом состоянии). В результате уменьшается промежуток времени, в течение которого потребление энергии (тока) схемой недостаточно, и полностью разряжается фильтрующий конденсатор, стоящий после моста. Низкое значение опорного напряжения позволяет использовать более низкоомный резистор для измерения тока в цепи силового ключа, соответственно снижается и рассеиваемая на нем мощность (меньше рассеиваемой мощности ® меньше нагрев ® ниже требования к системе охлаждения и вентиляции). Низкие входные токи динамической защиты от перенапряжения допускают применение высокоомного верхнего резистора в делителе напряжения цепи обратной связи по напряжению без увеличения влияния шума. В итоге снижается ток потребления схемы в режиме ожидания (важно в связи с требованиями стандартов энергосбережения). В таблице 2 приведены основные параметры ККМ-контроллера L6562A.

Таблица 2. Основные эксплуатационные параметры L6562A

Все это делает L6562A прекрасным недорогим решением для ИБП мощностью до 350 Вт, совместимых с требованиями стандартов EN61000-3-2.

Варианты применения и методика расчета типовых узлов для схем на основе L6562A/АТ приводятся в руководствах по применению; список основных документов приведен ниже.

AN3159: STEVAL-ILH005V2: 150 W HID electronic ballast — встраиваемый блок электронного балласта мощностью до 150 Вт.

AN2761: Solution for designing a transition mode PFC preregulator with the L6562A — примеры построения предварительного регулятора с ККМ в транзитивном режиме на основе L6562A.

AN2782: Solution for designing a 400 W fixed-off-time controlled PFC preregulator with the L6562A — Пример разработки 400-ваттного предварительного регулятора с ККМ на базе L6552A в режиме фиксированного времени во выключенном состоянии.

AN2928: Modified buck converter for LED applications — Модифицированный понижающий преобразователь для светодиодного освещения.

AN3256: Low-cost LED driver for an A19 lamp — Светодиодный драйвер для ламп А19 по низкой цене.

AN2983: Constant current inverse buck LED driver using L6562A — Светодиодный драйвер постоянного тока на L6562A.

AN2835: 70 W HID lamp ballast based on the L6569, L6385E and L6562A — Схема электронного балласта для газоразрядных ламп.

AN2755: 400 W FOT-controlled PFC pre-regulator with the L6562A — 400-ватный предварительный регулятор на базе L6562A в режиме fixed-off-time.

AN2838: 35 W wide-range high power factor flyback converter demonstration board using the L6562A — Демонстрационная плата 35-ваттного широкодиапазонного конвертера с высоким коэффициентом мощности на основе L6562A.

AN3111: 18 W single-stage offline LED driver — Автономный одноуровневый 18-ваттный светодиодный драйвер.

AN2711: 120 VAC input-Triac dimmable LED driver based on the L6562A — Тиристорный регулируемый светодиодный драйвер на L6562A мощностью 120 Вт.

Демонстрационные платы, предлагаемые STMicroelectronics, позволяют быстро разобраться с различными режимами работы микросхем, а также посмотреть, как поведут себя устройства в разных условиях эксплуатации. Кроме того, отладочные средства служат прототипами устройств. На момент написания статьи для ознакомления с L6562A предлагается следующий набор отладочных средств — таблица 3.

Таблица 3. Отладочные средства для L6562A

Плата	Внешний вид	Описание
STEVAL-ILL027V2		18-ваттный автономный светодиодный драйвер
EVL6562A-TM-80W		Оценочная плата 80-ваттного корректора коэффициента мощности работающего в режиме TM
STEVAL-ILL013V1		Регулируемый автономный ККМ и светодиодный драйвер с регулировкой мощности на базе L6562A
EVL6562A-LED		Демонстрационная плата светодиодного драйвера постоянного тока на L6562A
STEVAL-ILL016V2		Тиристорный автономный светодиодный драйвер на L6562AD и TSM1052
STEVAL-ILL019V1		35-ваттный автономный светодиодный драйвер для четырехканальных светодиодных источников типа HB RGGB
STEVAL-ILL034V1		Светодиодный драйвер для ламп типа A19 на базе L6562A (ориентировано на американский рынок)
EVL6562A-400W L6562A		Предварительный регулятор напряжения с корректором коэффициента мощности в режиме fixed-off-time

ККМ-контроллеры STMicroelectronics серий L6563S/H

Помимо стандартных функций и возможностей контроллеры коэффициента мощности серии L6563S/H (рис. 6) имеют ряд опций, улучшающих характеристики конечных устройств, работающих на их основе.

Рис. 6.

Среди отличительных особенностей:

• Возможность работы в режиме tracking boost;
• 1/V 2 -коррекция;
• Защита от перенапряжения, разрыва цепи обратной связи, насыщения индуктора.

Высоколинейный умножитель с коррекцией ступенчатых искажений основного тока позволяет микросхемам работать в широком диапазоне входного переменного напряжения при минимальном уровне нелинейных искажений даже при больших нагрузках.

Выходное напряжение контролируется усилителем ошибки и прецизионным источником напряжения (1% при 25°С). Стабильность контура обратной связи отслеживается упреждающей связью по напряжению (1/V 2 -коррекция), которая в данной микросхеме использует уникальную проприетарную технику, позволяющую существенно улучшить переходные процессы на линии при падениях или скачках сетевого напряжения (т.н. двунаправленная связь — «bidirectional»).

ККМ-контроллер L6563H имеет тот же набор функций, что и L6563/L6563S, с добавлением высоковольтного источника запуска. Эта возможность востребована в приложениях с жесткими требованиями по энергосбережению, а также в тех случаях, когда контроллер ККМ работает в режиме мастера.

Дополнительно L6563H имеет возможность работы в режиме отслеживания повышения (tracking boost operation ) — выходное напряжение изменяется, реагируя на изменения сетевого напряжения.

L6563H может быть использован в составе блоков питания мощностью до 400 Вт при соответствии требованиям стандартов EN61000-3-2, JEITA-MITI.

Микросхема L6564 является более компактной версией L6563S в корпусе SSOP-10 — имеет тот же драйвер, источник опорного напряжения и систему управления. В серии L6563A отсутствует защита от насыщения индуктора.

Так же, как и L6562A, ККМ-контроллеры L6263x могут работать в режиме фиксированного времени выключения (Fixed-Off-Time ). Кроме того, выводы состояния контроллера позволяют управлять ШИМ-контроллером DC/DC-преобразователя, питаемого предварительным регулятором ККМ-контроллера при нештатных ситуациях (разрыв обратной связи, насыщение индуктора, перегрузка). С другой стороны, возможно отключение ККМ-контроллера в том случае, если DC/DC-конвертор работает на малую нагрузку. В отличие от серий L6562x имеются отдельные входы управления контроллером, что делает управление достаточно гибким.

AN3142: Solution for designing a 400 W fixed-off-time controlled PFC preregulator with the L6563S and L6563H — 400-ваттный ККМ-регулятор на L6563S и L6563H в режиме fixed-off-time.

AN3027: How to design a transition-mode PFC pre-regulator with the L6563S and L6563H — Разработка ТМ ККМ-контроллера с помощью L6563S and L6563H.

AN3203: EVL250W-ATX80PL: 250W ATX SMPS demonstration board — Демонстрационная плата ATX блока питания на 250 ВТ.

AN3180: A 200 W ripple-free input current PFC pre-regulator with the L6563S 1 — Корректор коэффициента мощности на L6563L свободный от шума входного тока.

AN2994: 400 W FOT-controlled PFC pre-regulator with the L6563S — 400-ваттный ККМ-контроллер на L6563S в режиме fixed-off-time.

AN3119: 250 W transition-mode PFC pre-regulator with the new L6563S — 250-ваттный ККМ-контроллер на L6563S в режиме transition-mode.

AN2941: 19 V — 75 W SMPS compliant with latest ENERGY STARR criteria using the L6563S and the L6566A — Импульсный блок питания с выходным напряжением 19 В мощностью 75 Вт совместимый с требованиями новейшего стандарта Energy Starr.

AN3065: 100 W transition-mode PFC pre-regulator with the L6563S — 100-ваттный ККМ-контроллер на L6563S в режиме transition-mode.

Демонстрационные платы для L6563S/ L6564 показаны в таблице 4.

Таблица 4. Отладочные средства для L6563S/ L6564

Наименование	Внешний вид	Описание
EVL250W-ATX80PL		Плата ATX блока питания на 250 Вт
EVL6563S-250W		250-ваттный предварительный регулятор с ККМ на базе L6563S в режиме TM
EVL6563S-100W		100-ваттный предварительный регулятор с ККМ на базе L6563S в режиме TM
EVL6563S-200ZRC		Корректор коэффициента мощности на L6563S свободный от шума входного тока (200 Вт)
EVL185W-LEDTV		Блок питания мощностью 185 Вт для LED-телевизоров с корректором коэффициента мощности, режимом ожидания на базе L6564, L6599A, и VIPER27L

Дополнительно по запросу разработчика могут быть предоставлены программные продукты для автоматизации разработки и расчета схем на L6563S, L6564 в режимах TM и fixed-off-time.

Рекомендации по выбору компонентов
для ККМ-контроллера

Для корректной работы микросхем ККМ-контроллеров, стабильной работы прибора и его соответствия требованиям стандартов необходимо выбрать подходящий режим работы.

Как правило, для мощностей меньше 200 Вт ККМ-контроллеры L6562A/3S/3H/4 включаются в режиме TM. Для приборов, оперирующих мощностями более 200 Вт, применяется микросхема L4981 (ее режим работы CCM). Возможно также применение серий L6562A/3S/3H/4 в режимах Fixed-Off-Time или Reeple-Steering.

Силовой MOSFET-ключ и выпрямительный диод для силовой части корректора мощности или источника питания можно легко выбрать из продукции STMicroelectronics.

Для устройств малой мощности (до 100 Вт) подходят силовые ключи семейства SuperMesh3, например, серии STx10N62K3. Для средней мощности (100…1000 Вт) — семейство MDMesh2 серии STx25NM50M. И для мощных источников, работающих с мощностями более 1 кВт — семейство MDMesh5 серии STP42N65M5.

Заключение

Несмотря на сравнительно небольшой по количеству серий ассортимент предлагаемых ККМ-контроллеров, продукция STMicroelectronics, благодаря ряду удачных схемотехнических решений и разнообразию возможных режимов работы, перекрывает практически весь спектр приложений импульсных преобразователей энергии — повышающие/понижающие блоки питания, драйверы светодиодных светильников, корректоры коэффициента мощности.

Кроме того, для всего спектра приложений осуществляется информационная и техническая поддержка разработчика — от рекомендаций по применению и программ для расчета блоков и узлов до отладочных и демонстрационных плат.

Получение технической информации, заказ образцов, поставка — e-mail:

О компании ST Microelectronics